電源適配器電流模式優點詳解

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電源適配器電流模式優點詳解

電源適配器輸入網壓的調整
下面電源適配器廠家玖琪跟大家討論電源適配器的芯片如何對輸入網壓的變化進行調整。假設電源適配器輸入網壓上升（V隨之上升），V上升時，次級繞組峰值電壓上升，經過L輸出的V也上升。由于次級直流輸出電壓與次級繞組峰值電壓和晶體管導通時間成比例，次級峰值電壓上升就要求晶體管導通時間下降才能保持直流輸出電壓不變。上升的V，經誤差放大器（一段時間延時后）使V下降，從而在PwM比較器中電流采樣電壓V和下降后的V。電壓等值點較低（即交點提前），并使導通時間縮短，輸出電壓V被拉低而保持恒定。
然而，若這僅是針對輸入電壓調整的唯一機理，則由于要經L和誤差放大器的延時，響應速度就會較慢。但實際上電流模式可避開這些延時。即當V上升時，加到輸出電感的輸入端的峰值電壓V增大，電感電流斜率dd及V的斜率也增加。這樣V的斜坡峰值將更快達到V，導通時間不需要V的調節延時而立即縮減。由于這種電壓前饋特性，輸入網壓瞬態變化所引起的輸出電壓的瞬態變化的幅值和持續時間都將顯著減小。

防止12V2A電源適配器偏磁
如圖中的V波形所示，它取自電流采樣電阻，其值與晶體管電流成正比。當V峰值與誤差放大器輸出V相等時，導通時間結束。由圖可見，一個周期內兩個交替的半周期峰值電流不會像圖所示的那樣不等，這是因為誤差放大器輸出電壓V波形基本是水平的直線，并且因其帶寬限制，在一個周期內不可能有較大改變。
當變壓器磁心偏離平衡區域，開始趨于向某一方向飽和時，電壓V上升將呈上凹形狀，并且很快達到V，使導通時間較早結束。此時在此半個周期的磁通增長也被中止。而在接下來的半個周期內，由于另一個開關管導通時間并未減少，所以磁心磁通恢復而不致飽和。圖5。3中斜坡電壓V，的峰值是相等的，說明兩個半周期的峰值電流相等。因此圖所示的交替電流不等造成的偏磁現象不會存在。

在小信號分析中可省去輸出電感簡化反饋環設計
參考圖。在小信號分析中，要確定環路是否穩定，首先要假設環路在某一點斷開，再在此斷開處加入頻率變化的正弦小信號。然后，計算從正弦小信號加入處到此斷開點的另外端的整個環路的增益和相移與頻率的關系。根據環路中的其他元器件（主要是LC輸出濾波器）合理地設計誤差放大器的增益和相移，就可以保證閉環穩定。
通常假定頻率變化的正弦信號從誤差放大器的輸入端接入。在第12章“環路穩定性分析”中，將詳細介紹如何計算和設計誤差放大器的增益和相移以達到預期效果。
在圖中，從誤差放大器的輸出到LC濾波器的輸人的正弦信號的增益和相移的表達形式并非一望而知。關鍵是要注意到環路能有效響應的最高頻率小于變換器的開關頻率。因此誤差放大器的輸出V緩慢變化或基本為直流電壓，當它與斜坡脈沖V峰值相等時，Q上將產生一系列寬度與V相關的負脈沖。而Q，負脈沖將對應產生加于LC濾波器輸入端的系列正脈沖。

在這種將電平轉化為一定頻率的系列脈沖的系統中，正弦信號的增益和相移是很難解釋的，不過也可以作如下分析。
如果在誤差放大器的輸人端輸人正弦信號，其輸出端就會出現一定相移的放大信號直流輸出電壓V的幅值及負脈沖Q的寬度同樣會受到該頻率正弦信號的調制。輸出整流器的正向脈沖寬度也受到調制。充電器定做廠家若對與脈寬成正比的整流器陰極電壓在比開關周期長的一個時段內取平均值，則它的幅值被與誤差放大器輸人端接人的正弦信號相同的頻率進行調制。
只要調制周期大于開關周期，這種調制方式屬于正弦波一脈寬一正弦波變換器的調制方式。該調制方式下的增益問題將在“反饋環路穩定性”一章中詳細介紹。
這樣，在圖所示的變換器中，只剩下計算不同頻率的正弦信號通過LC濾波器時的增益和相移問題。若在整流器的陰極得到的是正弦波電壓信號，則其經LC濾波器的相移在振頻率1／2-√C的條件下為90°，而在稍大于該頻率時為180°，其輸入到輸出的增益衰減為-40dB／十倍頻。
但對于電流模式，PWM比較器迫使整流器的輸出電壓跟隨調制的恒流脈沖而非電壓脈沖變化。所以，在LC濾波器的輸人端，其平均波形是恒流而非恒壓的正弦波。
由于是恒流的正弦波，濾波電感將不會產生相移。在小信號分析中，這種電路可以忽略電感的存在。因此，在整流器的輸出端，增益和相移是由流入并聯的輸出電容和負載電阻的恒流正弦波確定的。這樣，電路最多只有90°的相移和-20B／十倍頻而非-40B／十倍頻的增益衰減。
從電源適配器反饋環路穩定性分析中，我們將會看到上述特性會極大簡化誤差放大器的設計，誤差放大器帶寬更寬，且環路對負載電流和輸入網壓的階躍響應性能更好。圖所示分別為電源適配器電壓模式和電流模式電路中誤差放大器反饋網絡的比較。