高壓雙管反激變換器的設計

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高壓雙管反激變換器的設計

一、高壓雙管反激變換器的設計
反激變換器具有電路拓撲簡單,輸入輸出電氣隔離,電壓升降范圍寬,易于多路輸出等優點,是輔助開關電源的理想選擇。輸入電壓不是很高的電路,通常采取單端反激的設計方法,但輸入電壓較高時不適用。如三相輸入380VAC,經橋式整流后為510VDC,采用單端反激電路,由于反激電壓、輸入電壓的變化范圍、輸出輕載狀況,開關管上承受的峰值電壓將非常大,而目前市場上適合于這種高壓的場效應管非常少。因此本文提出了雙管反激的設計思路,用兩只開關管替代單管,同時導通和關斷,并在電路中采用鉗位二極管,在反激過程中把開關管承受的峰值電壓鉗制在輸入電源電壓,大大降低了每個開關管上的電壓應力,擴大了開關管的選擇范圍,也保留了反激電路的優點。這里主要介紹該電路的工作原理,控制電路的實現,關鍵電路參數的設計,以及設計實例和試驗結果。

1 電路拓撲
本設計的電路拓撲結構如圖1所示，圖中，當VT1和VT2同時導通時，DC電源和變壓器初級組成回路，變壓器初級的電流上升，變壓器的磁通密度從初始的剩余磁通Br上升到峰值Bw，并將能量存儲在變壓器中，這時，由于次級的二極管VD3的截止作用，使得變壓器不能向次級傳送能量；而當VT1和VT2同時關斷的時候，由于反激的作用，變壓器初級的電壓反向，鉗位二極管VD1和VD2導通，以把原邊繞組的反激電壓和開關管上的電壓鉗制在電源電壓Vdc。此時，存儲在變壓器的能量一部分向副邊傳遞，另一部分通過鉗位二極管返回給電容C1和C2。因而在反激時間內，變壓器的磁通密度從峰值Bw下降到剩余磁通Br。經過一段時間，VT1和VT2又同時開通，以進入下一個周期。整個電路通過連續地開關VT1和VT2，就可以得到穩定的直流輸出。

由于實際電路的分布參數以及開關管VT1和VT2的屬性并非完全相同，所以，VT1和VT2不是完全同時開關。當VT1先關斷時，變壓器初級T1、VT2 和VD2組成回路續流，而當VT2關斷時，變壓器儲存的能量將向次級傳送；同理，當VT2先關斷，變壓器初級T1、VT1和VD1將組成回路續流，并當 VT1關斷時，變壓器存儲的能量向次級傳送。
與一般采用單管加控制芯片的開關電源不同的是，本設計采用了上下兩個MOSFET，這樣做的目的一是可以降低每個開關管上承受的電壓，二是兩個開關管不需要采用兩個控制芯片來控制，而只用一個PWM波就可以實現兩個開關管的同時開通和關斷。

圖2所示是本設計的主電路圖，圖中，D1和D2主要防止由于反激電壓串入DC電源引起DC電壓波動，R1和R2取值相同，C1和C2的容值屬性均相同，這樣一方面可以平衡C1和C2上的電壓，另一方面可以降低C1的C2的耐壓。VT1和VT2共用一個驅動信號，故可實現同時開通和關斷。 R3為采樣電阻，該主電路采用的是峰值電流控制模式。VT4的作用主要是外加保護。輔助繞組的設計主要是為控制電路供電。次級整流二極管后加π型濾波器的效果要比只用電容濾波更好，R4為假負載，主要是防止開關電源的空載。R5，R6，tl431，pc817和R7共同組成反饋電路。

2 控制電路的設計
本設計采用SG6841高集成環保模式PWM控制器，該控制器采用電流模式(逐周期電流限制)的工作方式，可以實現軟驅動圖騰柱輸出的可調控的PWM波形，其輸出電壓可達18 V，足以同時驅動兩路MOSFET。本設計還在PWM輸出端設計了一個信號耦合變壓器，這樣可用同一個PWM信號來控制兩個MOSFET，使Q1和Q2同時開通和關斷，還可以實現驅動MOSFET信號的隔離。另外，該控制器也可以提供欠壓鎖定和過溫保護功能，當VDD小于10 V時，控制器內部將鎖定，不再向外發送PWM波。
本設計采用負載繞組給控制芯片SG6841供電，從主電路可知，輔助繞組和次級繞組處在相同的工作方式下，這在設計變壓器的時候只要根據次級輸出就可以確定輔助繞組的設計。應當注意的是，在雙管反激電路中，兩個開關管中間有一個懸浮地，因而不能直接驅動，所以，這里采用變壓器隔離驅動方法來使VT1和 VT2公用同一驅動信號。
圖3所示是本設計的控制芯片電路及驅動電路，圖中，R3接在直流電壓DC端主要用來啟動，當流入3腳的電流足夠啟動芯片的時候，芯片8腳Gate輸出 PWM波，從而使主電路導通，電源開始工作。R4主要確定芯片輸出PWM波的頻率，R5和C5組成電流采樣的匹配網路。由于芯片采用逐周峰值電流工作方式，故在初級線圈電流達到峰值時，芯片將關斷PWM波，變壓器向次級傳送能量。

圖4所示是其系統中的輸入欠壓和輸出過壓保護電路。由于本開關電源設計采用了輸入過壓和輸入欠壓保護，故當輸入高于750 V或低于120V時，比較器的2腳電壓值會高于2．5 V或比較器的5腳會低于2．5 V，本設計采用精密可調線性穩壓器TL431來產生2．5 V的基準源，并分別給比較器的3腳和6腳供電，這樣，在比較器的1腳或7腳就會產生低電平，Q5由于基級電壓過低而截止，線性光耦U5的發光二極管不能發光。這時，由于Q4S接到輸出儲能電容上，Q4C和Q4S不能組成通路，所以，加在Q4管的GS間的電壓Ugs為零，開關管Q4關斷，電源不能向后面負載供電，從而實現欠壓和過壓保護功能。

3 電路變壓器的設計
采用兩個開關管串聯不會影響主電路中變壓器的設計，故可根據《開關電源設計指南》中相關介紹來計算變壓器參數，本設計選用TDK公司的PC40EE25高頻磁性材料作為鐵芯，變壓器的參數計算如下：

根據反激式變壓器的伏秒面積相等原理可知：

式中，Ac為有效磁芯面積，單位為cm2，Bmax為最大磁通密度，單位為G(高斯Wb／cm2)。

二、雙管反激電源的優勢
雙管反激電源較之單管反激有更多優勢，同時在100W以上的應用較之其它拓樸更可靠、易生產、并低成本。
1、效率高，有PFC時可更好優化。
2、適合特高電壓輸入，如380V輸入。
3、主開關管電壓應力小。
4、無輸出儲能電感，并且輸出紋波低
5、比普通反激更易適應100W以上功率輸出。

三、雙管正激和雙管反激的區別主要是什么
雙管只是電壓應力低一點。
本質上單雙管原理一樣的。
磁芯工作方式不同，正激直接傳遞能量，但會有激磁電流，需要磁復位。
反激不能直接傳遞能量，是先儲能再傳遞，沒有磁復位過程，傳遞的時候自動復位。

四、什么是雙管反激式DC/DC變換器
雙管反激變換器的本質與單管反激變換器完全一樣。
只是借鑒了雙管正激的電路結構，將其套用在反激電路上。
雙管反激與傳統的單管反激電路相比優缺點與正激變換器極為相似，具體如下：
優點：1.理論上每只開關管的耐壓只要不低于輸入電壓即可。對輸入電壓較高時優勢明顯。
2.開關管不需要RCD或TVS吸收鉗位，當開關管截止時漏感能量通過二極管返回到Vin。
所以發熱較少，提高效率。
缺點：1.需要兩只開關管，由于增加上管及其驅動電路造成電路復雜，成本提高。
2.占空比必須嚴格控制在50%以內，設計靈活性降低。
如果占空比超過50%則變壓器無法復位造成變換器保護。（嚴重時會損壞）。
鑒于上述優缺點，所以限制了雙管反激變換器的應用范圍。
只有輸入電壓很高比如800V以上時才會考慮這種電路結構。

另外還有一種雙管反激變換器，這種變換器將變壓器放到最上端，中間和低端各用一只中等耐壓的開關管，兩只開關管串聯。下端開關管采用常規電路驅動，中間的開關管只需將柵極接到一個浮動的高壓即可，相當于源極驅動。這種電路結構由于不需要額外的上管驅動所以應用范圍更多些。這種電路占空比可以超過50%，但也需要相應的提高開關管的耐壓。

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