雙端正激變換器拓撲

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雙端正激變換器拓撲

基本原理
電源適配器雙端正激變換器拓撲如圖所示的單管單端（以下簡稱單端）正激變換器使用單個開關管不同，雙端正激變換器使用兩個開關管，且這樣有顯著的優點。即關斷時，每個開關管僅承受一倍直流輸入電壓（單端正激變換器中為兩倍直流輸入電壓）。另外，關斷時也不出現漏感尖峰。
曾指出，考慮到15%的瞬態誤差、0%的穩態誤差和30%的漏感尖峰，交流輸入為額定電壓120V的單端正激變換器的關斷電壓應力高達550V。
盡管許多雙極型晶體管額定V。高達650V甚至850V，能夠承受這樣的電壓應力，但使用只承受一半關斷電壓應力的雙端正激變換器要更可靠。可靠性是開關電源適配器設計中最重要的考慮因素。若權衡可靠性與原始成本，則最好的、從長遠看也是最經濟的選擇是可靠性。
而且，對于用于歐洲市場的電源適配器（那里交流電壓為220V，整流后額定直流電壓約為308V），根本不能使用單端正激變換器，因為開關管關斷時電壓應力太大。用于歐洲市場的產品，只能采用雙端正激變換器、半橋或全橋電路。

下面來樣定做電源適配器雙端正激變換器的工作原理。如圖所示，Q1和Q2分別串接于變壓器初級的頂端和底端。兩個開關管同時導通和關斷。當它們導通時，所有初級和次級的同名端為正功率傳遞給負載。當它們關斷時，存儲于們勵磁電感上的電流使所有繞組電壓極性反向。Np的同名端電位被二極管D1鉗位至地電位。N的異名端電位被二極管D2鉗位于Vdc。

日本認證電源適配器雙端正激變換器。開關管Q1和Q2同時導通和關斷。二極管D和D2的作用是使Q1和Q2的最大關斷電壓應力為V，而圖所示的正激變換器最大關斷電壓應力為漏感尖峰加上22V

所以，Q1的發射極電壓不會超過V，02的集電極電壓也不會超過V。漏感尖峰被鉗位，使任一開關管的最大電壓應力都不會超過最大直流輸入電壓。

電路更顯著的優點是沒有漏感能量消耗。開關管導通時，存儲于漏感中的所有能量不是消耗于電阻元件或功率開關管內，而是在開關管關斷時通過D1和D2回饋給V。漏感電流從N的異名端流出，經D2流入V的正極，然后從其負極流出，經D返回到N，的同名端。
考察圖所示的電路會發現，只要保證復位時間等于導通時間，則磁心總能復位。因為開關管關斷時，N上的反向電壓與導通時其上的正向電壓相等。因此，若不需要最大導通時間超過半周期的80%，使下半周期開始前有20%的安全裕量，則磁心總能成功地復位。選擇足夠大的次級匝數，使V最小時次級電壓峰值與最大占空比04的乘積等于所需輸出電壓，就可達到上述要求。

電源適配器實際輸出功率的限制
一定要注意，這種拓撲與單端正激變換器一樣，每周期仍只有一個功率脈沖。因此，無論是單端或雙端結構，給定磁心能提供的實際功率均相等。談到，單端拓撲的復位繞組僅用于開關管關斷時通過勵磁電流。由于這個電流很小，只用線徑為30號甚至更小的導線繞制即可。若使用同樣的磁心，即使雙端拓撲沒有復位繞組也不允許利用加大功率繞組線徑的方法來提高輸出功率。
由于開關管最大電壓應力不大于最大直流輸入電壓，所以討論的單端正激變換器200W的實際功率限制不再成立。隨著雙端正激變換器電壓應力的下降，輸出功率可達到400~500W，且滿足所需電壓和電流及增益要求的廉價開關管也很容易買到。

下面考慮一個額定交流輸入為120V，且具有±10%穩態誤差和±15%瞬態誤差的雙端正激變換器。它的最大整流直流電壓為1.41×120×1.1×1.15=214V，最小整流直流電壓為1.41×120÷1.1+1.15=134V，初級等效平頂電流幅值為lpft=3.13Po／Vdc，當Po=400W，Ipft=9.6A。市場上有很多滿足這種要求的開關管（雙極型和 MOSFET），并且增益足夠，價格低廉。
GS電源適配器雙端正激變換器由120V交流供電時，一個較好的替代方案是接入倍壓電路。這種電路能使電壓應力加倍至428V，使電流幅值減半至4.8A。4.8A的初級電流，會使RFI問題減輕。如果關斷時刻有反向偏置為-1~-5V（額定Vcev），則額定Vceo為400V的雙極型晶體管很容易承受428V電壓。

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