控制電路簡要描述

桌面式電源適配器隔離的自激振蕩反激變換器

自激振蕩技術的一種更實用的電路示于圖2。6。4。該例中，輸入和輸出電路是隔離的，由光耦合器OC1提供反饋。

元件D、C和R形成自跟蹤電壓鉗位（見3。2節），該鉗位電路防止Q關斷時由原邊漏感產生的過大的集電極過電壓。

元件D1和C是輔助電源適配器的整流器和儲存電容，該輔助電源適配器為控制光耦器OC1供電。

控制電路（簡要描述）

充電器廠家玖琪實業使用一種非常簡單的控制電路。光耦OC1的二極管與限流電阻R，和一個分流調節器V（德州儀器TL430）串聯。

當分流調節器V1的參考端達到2。5V時，電流開始經光耦二極管流向V1的陰極，開始控制作用。R12和R1的比值按輸出需要選擇，本例為12V。

受輸出控制電路控制的光耦晶體管給R加一偏置電流。分壓電路由OC1、R1和隨光耦器電流增加的Q2基極組成，所以R兩端要求斜坡電壓，而且使Q2導通和Q關斷所需的集電極電流將減小。

隨著Q1開始關斷，其集電極電壓變正，集電極電流轉移到緩沖器元件D2、C3和R中。R3兩端的電壓使R和Q2上基極驅動電壓增加，因為R3的阻值比R4大，其補償的電壓大于R上的壓降。這進一步為Q1提供了再生關斷作用。

該簡單電路具有許多重要優點

首先，該電路總是工作于完全能量傳遞模式。考慮開關作用：Q1關斷時，反激電流在輸出回路中流過，變壓器電壓反向，驅動繞組P2為負。因此，在儲存在磁場的所有能量轉換到輸出電容器和負載前Q1保持關斷。

在這期間，所有繞組上的電壓向零衰減。C2（反激期間已充電）跟隨P2上電壓的正向變化，使Q1的基極變正。再次，由于再生作用，流過R1的驅動電流增加，Q1導通結果，在儲存的能量轉換到輸出電容器和負載后，新的導通周期立刻開始。無論負載和輸入電壓如何完全能量傳遞都會發生。

由于在設計過程中不用考慮直流成分，并且不用顧慮磁心的滿磁通容量，變壓器設計

得以簡化。復讀機電源適配器對任何原因產生的磁心飽和，線路有進一步的保護措施。因為飽和會使流過R，的電流增加，使導通脈沖提前終止。這樣就使工作頻率增加且不出現飽和。這就允許設計者大膽地利用磁心的滿磁偏移能力，而不需要過多的磁通裕量來防止飽和。

這種變換器的頻率一負載典型圖示于圖中。注意在負載非常低時可能出現工作頻率非常高的情況。為防止開關晶體管和緩沖元件中過多的損耗，應使用最小負載不超過10%的功率單元，或者使用電阻器作為假負載來避免高頻模式。

變壓器的設計可以使用第一部分第18章中講述的常規的緩沖結構和電壓鉗位和圖中的電路，為固定頻率反激變換器設計的變壓器，在可變頻率電路中的工作情況也相當令人滿意。不過使用額外的磁通容量并相應地減少原邊匝數可提高效率。為了有好的再生作用，P2產生的驅動電壓應至少為4V。

最后的設計中，常使用額外的電路來改善整體性能。例如，用一正偏壓與驅動繞組P串聯以加速導通過程（該過程在本例中較慢）。使用電容器（圖中虛線表示）或電阻在Q的基極加一方波偏壓用以在輕載條件下改善開關作用，輕載時減小開關頻率可減小最小負載要求，從而減小了不規則振蕩出現時的電流。

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