電源適配器電流檢測電路

網站首頁 » 新聞 » 行業動態 » 電源適配器電流檢測電路

電源適配器電流檢測電路

在電源適配器的設計中常常會用需要用到電路拓撲。電源適配器功率開關電路的電路拓撲分為電流模式控制和電壓模式控制。電流模式控制具有動態反應快、補償電路簡單、增益帶寬大、輸出電感小、易于均流等優點，因而得到了越來越廣泛的應用。而在電流模式的控制電路中，需要準確、高效地檢測電流值，故電流檢測電路的實現就成為一個重要的問題。對于一個成本壓力很大的電源適配器系統來說，設計中的電流檢測成本必須具有吸引力，將電流檢測通道上的功率損耗降到最小來提高效率，在成本和效率之外還要求體積小，這對于安裝到電路板上的電源適配器模塊來說是一個關鍵要求。其他方面的考慮還包括高精度（可以簡化或省去系統內部校準）和足夠高的隔離電壓（在AC/DC轉換器中這是一個重要的考慮因素），還有就是用于高頻系統應用的寬工作帶寬。
在高頻電源適配器中，需要檢測出開關管、電感等元器件的電流提供給控制、保護電路使用。電流檢測方法有電流互感器、霍爾元件和直接電阻取樣。采用霍爾元件取樣可以檢出直流信號，信號還原性好，控制電路和主功率電路有隔離，但有微秒級的延遲，并且價格比較高。采用電阻取樣價格非常低，信號還原性好，但是控制電路和主功率電路不隔離，功耗比較大。
在電流環的控制電路中，電流放大器通常選擇較大的增益，其好處是可以選擇一個較小的電阻來獲得足夠的檢測電壓，而檢測電阻小，損耗也小。電流檢測電路的實現方法主要有電阻檢測、霍爾檢測和電流互感器檢測。
可用的電流檢測解決方案分為兩大類，即單芯片方案和分立電路方案。電流檢測放大器通過測量一個小值串聯電阻上的電壓產生一個代表電流的電壓信號。很顯然，該電阻將產生功耗，并且該功耗隨著電流的增大而增大，而為了限制噪聲，放大器的帶寬通常較窄。這些特性使得該技術最適于小電流直流系統和低頻交流系統，而不適合那些高頻和大電流開關模式設備。
霍爾效應和磁阻（MR）器件是通過檢測有電流流過的電感器產生的磁場來工作的，因此產生的功耗要低得多。但這些器件的工作帶寬較窄，體積大，成本高，而且輸出信號小，噪聲大，還有偏移和溫度誤差，這些都降低了檢測的精度。
電源適配器電流互感器（CT）的工作原理是將流經初級線圈的電流反映到次級，再在次級通過一個外部負載電阻轉換成電壓。CT已被廣泛接受，因為它們需要的外圍元件最少，工作穩定，提供固有的高隔離度，而且便宜。不過其體積較大，功率損耗相對較高，有時還需要額外的電路進行磁芯復位。許多小型CT還是手工繞制的，因而存在機械完整性問題，例如抽頭間隔的一致性差。
低端FET和DCR檢測電路都是檢測電路中已經存在的電阻上的電壓，因此實際上它們自身并不會帶來什么損耗。在DCR檢測方案中，輸出濾波器上的RC電路使得這種組合電路看上去像是電阻。連接到這個“虛擬電阻”上的放大器檢測電流的方式與前面所述的串聯電阻檢測放大器方案是一樣的。與DCR類似，低端FET檢測方案也是檢測電阻上的電壓，不過是采用低端電阻RDS(ON)作為檢測電阻。雖然這兩種方法都需要較多的通用運算放大器和無源器件，但在目前最低成本和最低損耗的系統中仍有使用。這些方案不利的一面是，安裝體積大，有時還需要額外的系統校準電路來解決檢測量誤差（有時誤差高達±40%）。

1．電阻檢測
電阻檢測有兩種，如圖3-1和圖3-2所示。當采用圖3-1所示方法直接檢測開關管的電流時，還必須在檢測電阻Rs旁并聯一個小RC濾波電路，如圖3-3所示。因為當開關管斷開時集電極電容放電，在電流檢測電阻上產生瞬態電流尖峰，此尖峰的脈寬和幅值足以使電流放大器鎖定，從而使PWM電路出錯。

但是在電源適配器電路設計時，特別在設計大功率、大電流電路時采用電阻檢測的方法并不理想，因為檢測電阻損耗大，達數瓦甚至十幾瓦，而且很難找到幾百毫歐或幾十毫歐的小電阻。

2．電源適配器電流互感器檢測
電流互感器檢測具有能耗小、頻帶寬、信號還原性好、價格低、控制電路和主功率電路隔離等諸多優點。在Push-Pull、Bridge等雙端變換器中，功率變壓器原邊流過正負對稱的雙極性電流脈沖，沒有直流分量，電流互感器可以得到很好的應用。但在Buck、Boost等單端應用場合，開關器件中流過單極性電流脈沖，原邊包含的直流分量不能在副邊檢測信號中反映出來，還有可能造成電流互感器磁芯單向飽和。為此，需要對由電流互感器構成的檢測電路進行一些改進。
在大功率電路中使用的電流互感器檢測電路如圖3-4所示。電流互感器檢測在保持良好波形的同時具有較寬的帶寬，還提供了電氣隔離，并且檢測電流小，損耗也小，檢測電阻可選用稍大的值，如一二十歐的電阻。電流互感器將整個瞬態電流，包括直流分量耦合到副邊的檢測電阻上進行測量，但同時也要求電流脈沖每次過零時磁芯能正常復位，尤其在平均電流模式控制中電流互感器檢測更加適用，因為在平均電流模式控制中被檢測的脈沖電流在每個開關周期中都回零。

為了使電流互感器完全地磁復位，就需要給磁芯提供大小相等、方向相反的伏秒積。在多數電源適配器電路拓撲中，電流過零時占空比接近100%，所以電流過零時磁復位時間在開關周期中只占很小的比例。要在很短的時間內復位磁芯，常需在電流互感器上加一個很大的反向偏壓，所以在設計電流互感器電路時應使用高耐壓的二極管耦合在電流互感器副邊和檢測電阻之間。
3．防止電源適配器電流檢測電路飽和的方法
如果電流互感器的磁芯不能復位，將導致磁芯飽和。電流互感器飽和是一個很嚴重的問題，首先是不能正確測量電流值，從而不能進行有效的電流控制；其次使電流誤差放大器總是“認為”電流值小于設定值，這將使電流誤差放大器過補償，導致電流波形失真。
電流互感器檢測最適合應用在對稱的電路，如推挽電路和全橋電路中。對于單端電路，特別是升壓電路，會產生一些必須關注的問題。對于升壓電路，電感電流就是輸入電流，那么在電流連續工作方式下，不管是充電還是放電，電感電流總是大于零，即在直流值上疊加一個充放電的波形。因此電源適配器電流互感器不能用于直接測量升壓電路的輸入電流，因為電感電流不能回零而使直流值“丟失”了；并且電流互感器因不能磁復位而飽和，從而失去過流保護功能，輸出產生過壓等。在降壓電路中也存在同樣的問題，電流互感器不能用于直接測量輸出電流。
解決這個問題的方法是用兩個電流互感器分別測量開關電流和二極管電流，如圖3-4所示的電感電流是這兩個電流的合成，這樣每個電流互感器就有足夠的時間來復位了。但要注意這兩個電流互感器的匝比應一樣，以確保檢測電阻Rs上的電流對稱。
功率因數校正電路一般采用升壓電路，用雙互感器檢測，但在線電流過零時，電流互感器也特別容易飽和，因為此時的占空比約為100%，從而容易造成磁芯沒有足夠的時間復位。為此，可以在外電路中采取一些措施來防止電流互感器飽和，如對電流放大器的輸出進行鉗位來限制其輸出電壓，并進一步限制占空比小于100%，電路如圖3-5所示。設定鉗位電壓的過程很簡單，在剛啟動時電流放大器鉗位在一個相對較低的值（大約4V），系統開始工作，但過零誤差很大；一旦系統正常工作后，鉗位電壓將升高，電流互感器接近飽和，鉗位電壓最多升到6.5V（低電壓大負載時）并且電流的THD在可接受的范圍內（小于10%），以限制最大占空比。設定的鉗位電壓不能太低，否則將使電流過零畸變大。
如果需要更好的特性或需要運行在寬范圍內，可以用圖3-6所示的電路，這個電路將根據線電壓反向調節鉗位電壓。

電源適配器除了改進外電路，還可以改進電流檢測電路。一般利用電流檢測電路自復位，即利用磁芯中存儲的能量和電流互感器的開路阻抗在短時間內產生足夠的伏秒積來復位。但當占空比大于50%，特別是接近100%時，可能沒有足夠的時間來使磁芯復位。這時除電流放大器輸出鉗位外，還可以采用強制復位電路。
強制磁芯復位的電路很多，如使用附加線圈或中心抽頭的線圈，但最簡單的方法是采用圖3-7和圖3-8所示的電路來強制磁芯復位。采用脈沖電流強制復位電路和自復位電路沒有差別，當復位時從UCC通過Rr的電流中加入磁芯復位電流，寄生電容快速充電，副邊電壓反向，伏秒積增加，磁芯復位速度加快。如果需要得到負的檢測電壓而又不想用負電壓強制復位，則采用圖所示的電路。

對于電流檢測電路磁芯復位還要考慮的一個因素是副邊線圈的漏感和分布電容。為了減小電源適配器損耗，一般選擇匝比較大的電流互感器，但匝比大，副邊線圈的漏感和分布電容大。漏感影響電流上升和下降的時間，分布電容則影響電流互感器的帶寬。并且在磁芯復位時，副邊電感和分布電容諧振，如果分布電容大，則諧振頻率低，周期長，那么在占空比大、磁芯復位時間短時，副邊線圈就沒有足夠的時間來釋放能量使磁芯復位了。所以，應盡量不選擇匝比太大的電流互感器。

4．電流互感器的下垂效應
電流互感器副邊的脈沖電流要減去電流互感器繞組上的脈沖電壓在副邊產生的一個從零開始隨時間線性增長的磁化電流，才等于檢測電阻上的電流。該磁化電流的大小為：式中：Us為副邊電壓，Ls為副邊電感，n=Ns/Np，Δt為電流波脈寬。

剛開始時副邊電流是原邊電流的n倍，但隨時間增加，磁化電流加大，副邊電流下降得很厲害，這就是電流互感器的下垂效應。所以，為了得到較大的副邊檢測電壓，不應完全靠增大檢測電阻Rs的阻值來實現，也要靠減小副邊下垂效應來增加副邊的脈沖電流，同時Rs的阻值大也將使磁芯復位困難。
如式所示，副邊電感值越大，下垂效應越小；匝比越小，下垂效應也越小。但最好不要靠減少副邊的匝數來減小匝比，因為這將使副邊的電感減小，應在空間允許的情況下通過增加原邊匝數來減小匝比。
在電源適配器設計中，電流互感器檢測電路要充分考慮電路拓撲對檢測效果的影響，需要綜合考慮電流互感器的飽和問題和副邊電流的下垂效應，以選擇合適的磁芯復位電路、匝比和檢測電阻。

電源適配器