開關損耗分析與負載線整形緩沖電路設計

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開關損耗分析與負載線整形緩沖電路設計

對于12V2000mA電源適配器變壓器繞組或電感與功率晶體管串聯的拓撲，存在功率晶體管開通和關斷時其電壓和電流重疊所引起的開關損耗。其中，關斷損耗占晶體管損耗的大部分。

關斷損耗為關斷和開通時間內的積分

，持續時間約為0。2~2us（雙極型晶體管）。用于減小關斷時電壓和電流重疊面積的電路，稱為關斷緩沖電路或負載線（load-line）整形電路。這些電路是本章主要討論的內容。
開關損耗通常會有很高的損耗尖峰。甚至對開關損耗取平均值后，其平均損耗也可能大于晶體管導通時的平均導通損耗。開關頻率越高，每個周期的開關損耗占總的晶體管損耗的比例越大。這也是使用雙極型晶體管工作在50kHx開關頻率以上時的主要制約因素。
對帶功率變壓器的拓撲而言，開通期間內的損耗會比較小，因為變壓器漏感可抑制開通時電流的上升斜率。在開通的瞬間，漏感產生的高瞬態阻抗使得晶體管上的壓降迅速降為零，而同時漏感會使電流上升斜率變緩。由于晶體管上的壓降近似為零，因此電壓電流重疊引起的開關損耗非常小。

但在Buk電路中（圖），晶體管導通和關斷時均有很大的電流電壓重疊。Buk晶體管開通時，由于Bck電路中續流二極管Dl的阻抗很小，重疊的上升電流和下降電壓產生很大的瞬時尖峰損耗。Buck晶體管的關斷損耗則可以通過與變壓器型拓撲中一樣的關斷緩沖電路來減小。
MOSFET的關斷損耗比雙極性晶體管要小很多。它的電流下降時間非常短，因此一個小的緩沖電路就可以滿足要求。在 MOSFET漏源極的寄生電容上的電壓顯著上升前，其電流已經急劇下降了。
雖然 MOSFET管依然使用關斷緩沖器，但它的作用不是減少關斷重疊損耗，而是降低變壓器漏感尖峰電壓。由于變壓器漏感尖峰電壓與d／d成正比，所以 MOSFET比雙極型晶體管更快的電流下降速率會引起更高的漏感尖峰電壓。所以， MOSFET雖然也需要關斷緩沖電路，但緩沖電路上的損耗不會像雙極型晶體管上的那么高。
MOSFET管存在相當可觀的開通損耗，但這并非是由電流和電壓的重疊引起的，而是由于它相對較大的漏源極輸出電容C。關斷時，該電容通常被充電至輸入電壓的兩倍，故儲存了

的能量。接下來，在晶體管開通時，該能量以 MOSFET損耗的形式釋放，在一個周期內的平均損耗為

，
遺憾的是，用于減小 MOSFET所承受的漏感尖峰電壓的緩沖電路也會增加這一損耗，原因是緩沖電路會增加品體管輸出端的電容量。

無緩沖電路的晶體管的關斷損耗
以圖中的正激電路為例，電路中采用了典型的RCD關斷緩沖電路（由RI、C1、D1組成）。假設該電路由115V交流電壓供電，輸出功率為150W。對離線式電源適配器來說，整流后的直流輸入電壓范圍通常是136~184V。

（a）由R1、C1、D1組成的正激變換器的緩沖電路。Q1關斷時，集電極電壓開始上升，D1隨即導通，Cl抑制集電極電壓上升的速度，減小上升電壓和下降電流的重疊，從而降低品體管Q1的損耗。在下次晶體管關斷之前，C1必須在Q1的導通時間內將上一次關斷時充的2V放完，放電路徑為R1、Q1。（b）無緩沖電路時，集電極電壓瞬時升高，Q1的損耗是。
由式可知，Q1的峰值電流為

假設Q1為快速雙極型晶體管，如第三代 Motorola2N6836，其額定電壓V為450v（850VV），額定電流為15A。器件手冊上給出，在5V基極反向偏置條件下，集電極電流由3。5A下降到0A的時間為0。15μs。實際計算中，假設最壞情況下的下降時間是手冊中數據的兩倍，即0.3us。
首先分析不存在R、D1、C1緩沖網絡的情況。對于復位繞組和初級繞組匝數相同的正激變換器，在關斷瞬間，儲存在勵磁電感和漏感中的能量釋放，電感兩端電壓極性反向，使正激變換器的晶體管集電極電壓迅速上升到2V。
由于集電極輸出電容比較小，故電壓的上升是瞬時的。假設峰值母線電壓V為184V，如圖所示，品體管集電極電壓迅速上升到368V，電流在03s內由345A線性下降到0A。

這一過程會在0.3μs的開關時間內平均產生3683。45／2=635W的重疊損耗。假設開關頻率為100kHz，則每周期內平均損耗為6350。3／10=19W。如此高的損耗需要很大的散熱器來保證晶體管的結溫不至于過高，而通常滿足條件的散熱器的體積是不能接受的。
但需注意，以上計算是在假設的理想狀態下得出的。估算的損耗是依賴于電流關斷時間的假設而做出的。實際上，電流在下降之前會在很短的一段時間內保持為峰值，因此實際損耗大約比計算出的19W要多出50%。

圖中，R1、C1、D1組成的緩沖器通過減緩集電極電壓的上升速度，使下降的電波形同上升的電壓波形之間的重疊盡量小，以達到減小開關損耗的目的。下面介紹其工作原理和元器件選擇。

電源適配器