利用諧振正弦陽極電流關斷SCR的單端諧振逆變器拓撲

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利用諧振正弦陽極電流關斷SCR的單端諧振逆變器拓撲

SCR很容易由一個窄脈沖觸發導通，并且燈飾電源適配器觸發脈沖消失后仍能維持導通。為保證SCR可靠關斷，電源適配器必須在陽極電流下降到零并保持一段時間t后，陽陰極間才能重新施加電壓，并且電壓上升率dVd必須小于規定值。
要使SCR滿足上述要求，只需使其陽極電流為正弦波，這也能帶來其他一些顯著優點。下面將結合圖所示的典型單端SCR諧振變換器對SCR基本電路及其優點進行簡單閘述。

如圖所示，SCR與電感L、電容C串聯。SCR被觸發前，電容C已經由流經恒流電感L的電流充電，其電壓極性為左正右負。SCR被觸發后，環路接通，電容C上的電壓加到閉合的LC串聯諧振電路上。電源適配器電路的電流進入諧振狀態，振蕩周期為

。
在半個周期內

，陽極正弦電流首先增大至首個負峰值，而后下降到零。由于SCR帶有反并聯二極管D1，正弦諧振電流在t1時刻過零然后反向流動，并在后半周期內流過Dl。在二極管導通的半周期時間T內，SCR的反向電壓被D1鉗位在約為IV的水平，相對于不對稱SCR能承受的7~10V的最大反向電壓，這個電壓很安全。
如果Td大于器件的額定參數4，則7結束時，SCR已經自動安全關斷，不再需要外圍“轉換”電路，SCR可以重新安全地承受正向電壓。流經SCR及其反并聯二極管的正弦半波電流共同為負載電阻R提供能量。
到t2時刻，D1的電流下降為零，Q1和D1都安全關斷，流經L的恒流開始重新對C充電，并使其兩端電壓極性為左正右負。在2到3期間，C所儲存的能量為CV2，其中一部分將在Q1下一次導通期間被傳送給負載。經過時間t1（觸發周期）后，Q1被重新觸發，下一個工作周期開始。
負載增大（即R減?。r，前半周期電流的幅值增大，持續時間增長，而后半周期的持續時間7縮短。但是，負載不能增加到使7小于（（即SCR的關斷時間），否則SCR將不能成功關斷。

在輸入電壓最低和負載最大時，選擇觸發周期t1為諧振周期t的1。5-2倍，使諧振截止時間（t1-1）不會太長，如圖6。8所示。這樣，對不同的R輸出電壓都會是一個低畸變的交流正弦波。在R上并聯電容可以減小由時間間隔（41-，）引起的輸出電壓畸變。電源適配器電壓V增大，則正弦波的幅值增大，輸出功率也隨之增大。為了維持恒定的輸出功率或輸出電壓，要使用反饋環路檢測輸出電壓，如果V或R增大，則減小觸發頻率（即延長4），以維持輸出交流電壓峰值恒定，但是畸變會隨時間（1-1）的增長而增大。
如果加上輸出調節和隔離，該電路就會更適用于DC／DC變換器，如圖6。9所示。R。由功率變壓器的初級代替，次級帶整流二極管和濾波電容。電源適配器電壓或負載變化時可通過改變開關頻率，即觸發頻率f來實現調節。

當電源適配器電壓升高或負載電阻增大時，正弦峰值也隨之增大，如圖所示電源適配器規格，但其半周期寬度大致恒定為

。當電源適配器電壓或負載改變時，電壓誤差放大器檢測由整流得到的直流輸出電壓，并調節開關頻率以維持輸出恒定。當電源適配器電壓升高或負載電流減小使輸出電壓升高時，則降低開關頻率，以減少單位時間內輸入的能量。同樣地，輸出電壓偏低也可通過提高開關頻率來糾正。這種通過改變開關頻率來調節輸出電壓的方法常用于輸出電流或電壓脈寬恒定的諧振型電源適配器中；在非諧振型拓撲中，工作頻率恒定，輸出直流電壓的調節是通過改變脈寬來實現的。
在恒頻電路中，電源適配器的開關頻率通常與顯示終端的水平掃描頻率或系統時鐘同步，因此能輕易兼容任何來自顯示屏的RF噪聲，減小由于噪聲干擾而產生計算機邏輯錯誤的可能性。而頻率可變的諧振型調壓電路由于不具備上述優點，在許多場合中并不適用。假如存在RF噪聲，對變頻開關電源適配器來說將是一個嚴重缺點。但是它實際上不大可能存在，因為諧振變換器的正弦電流相對于頻率固定、脈寬可調的變換器方波電流，具有更低的di／dt，因而產生的RF噪聲極小。

可控硅電源適配器利用諧振產生正弦電流，在電流過零時將SCR可靠關斷，這是另一個顯著的優點?？芍?，若電流為方波，則開關器件的損耗大部分是在關斷時由電流下降和電壓上升的交疊產生的。但對正弦電流而言，開關器件在零電壓狀態下關斷，損耗幾乎為零。導通時由于電壓下降相對較慢，損耗較大。但如果正弦半波周期寬度T√DC大于8s，那么這些損耗也不會太大，如圖所示。
如圖所示的DC／DC變換器在輸出功率為1kW時，僅需要一個有效額定值為800V45A的SCR，而且次級無需輸出電感；因為SCR及其反并聯二極管的電流波形（如圖6。8所示）都是恒流脈沖，其幅值約等于施加于串聯元件LC士的電壓除以系數√LC。這些電流折算到次級也是恒幅電流脈沖。該電流脈沖流經輸出電阻，產生相似的電壓波形，再經過簡單電容濾波后得到恒定的低紋波直流電壓。因為無需輸出電感，該電路可以用在高壓電源適配器上。

電源適配器