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電源適配器推挽拓撲基本原理

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電源適配器推挽拓撲基本原理

推挽拓撲如圖所示，其主電源適配器T1包含多個次級繞組。每個次級繞組都產生一對相位互差180°的方波脈沖，脈沖幅值由輸入電壓以及初次級繞組匝數比決定。
所有次級繞組的脈沖寬度都相同，均由主輸出回路的負反饋控制電路決定。其控制電路與圖所示的Buck調整器和圖所示的 Boost調整器的控制電路相似，不過在推挽電路中，開關管Q1和Q2由兩個相等的脈寬可調、相位互差180°的脈沖驅動。另外兩個次級繞組Ns1和Ns2。為輔輸出。
開關管導通期間，基極驅動電壓必須足夠大，以使在整個額定電流范圍內，都能夠把每個初級半繞組的開關端電壓拉低到開關管飽和導通壓降Vce(set)，通常約為1V。因此，當任意一個開關管導通時，對應半個初級繞組上的方波電壓幅值為（Vdc-1）。
打印機電源適配器次級側是一個導通時間為Ton、幅值為[（Vdc-1）（Ns／Np）-Vd]的平頂方波。此處為整流二極管的正向壓降，對于傳統的快速恢復二極管一般取值為1V，對于肖特基（ Schottky）二極管取0.5V。因為每個周期都有兩個脈沖，因此整流二極管陰極輸出脈沖的占空比為2Ton／T。

因此，圖中LC濾波器的輸入波形和圖1。4所示的Buck調整器LC濾波器上的輸入波形相似，波形為平頂波且脈寬可調。圖中LC濾波器和圖1。4所示的LC濾波器的功能相同，都提供一個大小為方波平均值的直流輸出。電路中電容和電感的功能與Buck調整器的功能完全相同，其值的計算方法請詳見下面的分析。
圖（假設D1和D2是肖特基二極管，其正向壓降為0.5V）中，輸出為V的直流或平均電壓為


主輸出Vm整流器端的波形如圖所示。如果負反饋環路接在V端，如圖2。1所示，則T和V將隨著直流輸入電壓和輸出負載電流的變化而調整，以使V保持不變。盡管負載電流沒有出現在式中，但是當負載電流改變導致V發生變化時，它都會被誤差放大器所采樣，然后通過控制導通時間7來調整使V保持不變。假設L1（如圖2。1）中的電流不會進入不連續工作模式，導通時間T的變化很小，則不同匝數比N／N、V和周期T下7。的值可以通過式求得。輔輸出次級側整流二極管陰極電壓則由從繞組的匝數確定。方波的導通時間T。與主輸出相同，由主輸出V的反饋環確定。因此輔輸出（設整流管為普通的二極管）為

輔輸出的輸入一負載調整率
從式可以看出，當輸入V變化時，為保持Vm恒定，負反饋就會起作用，使輔輸出也保持不變。根據式，輸入變化時，反饋環會改變導通時間T使得(Vdc-1)Ton的值保持不變，以維持V恒定。相同的(Vdc-1)Ton也出現在式和式中，因此Vdc改變時，Vs1和Vs2也保持恒定。
如果主輸出（V）的負載電流變化，則整流二極管正向壓降及繞線電阻也會發生輕微變化。因此負反饋環路開始作用以改變負載變化帶來的影響，調整T。來保持V恒定。
此時對于輔輸出來講，即使輸入V沒有變化，其導通時間T=也會發生改變，根據式，V，和V也將改變。這種由主輸出負載電流變化造成輔輸出電壓產生的變化，稱為交叉調節。
輔輸出電壓也會因自身輸出電流的變化而變化。相應的，輔輸出電流的變化也會導致自身整流二極管正向壓降以及繞線電阻的變化，從而導致電壓峰值變化。這些變化不能由負反饋來調節，負反饋網絡只能采樣V的變化。
但是，如果輔輸出電感12和13，特別是主電感Ll工作在連續模式，輔輸出電壓就可以穩定在±5%~±8%的范圍內。
提示：當輸出采用耦合電感（所有的輸出電感共用一個磁心）時，可以得到更好的交又調整率。

掃描儀電源適配器輔輸出電壓偏差
盡管輔輸出電壓變化相對較小，但是它的實際輸出電壓卻不能得到精確的調節。從式可見，輔輸出電壓值由Ton及相應的次級匝數Ns1、Ns2決定。而Ton由主輸出的負反饋決定，基本保持不變。另外，因為次級從繞組的匝數只能按整數改變，所以輔輸出電壓實際值不能很精確地設置。通過公式   以求出次級繞組N每改變一匝時次級電壓的變化情況。
大多數場合，輔輸出電壓的實際值并不是很重要。軸輸出一般用于驅動運放或電動機，這些負載通常可以允許約2V的直流電壓偏差。如果輔輸出電壓值很重要，則通常會把這個值設計得比實際要求的高，然后通過一個線性調整器或Buck調整器將其降到所要求的精確值。因為輔輸出已有半調節功能，將其結合線性調整器使用，效率不會太低。

電源適配器主輸出電感的最小電流限制

前面討論了Buck調整器輸出電感的選擇，并提到當電感電流波形上升沿從零開始時（見圖），電感進入不連續工作模式。當平均電流小于該值時，反饋環通過減小導通時間維持Bck調整器輸出電壓的穩定，但這會使輔輸出電壓降低。

然然而從圖可以看出，進入不連續工作模式以前，即使輸出電流發生很大的變化，通時間基本保持恒定。但進入不連續工作模式后，導通時間會有很大變化。對于Buck調整器來講，由于只有一個輸出電壓，并且有反饋環保持其恒定，所以不會有什么問題。但對于一主多從的推挽脈寬調制LED燈電源適配器來講，由式可知，輔輸出電壓與主輸出導通時間成正比。
因此，當有輔輸出時，即使主輸出電流降到最小值，也不允許主輸出電感電流進入不連續工作模式。例如，設主輸出電流最小值為額定值的1／10，根據式可以計算出所需輸出電感的最小值。在主輸出電感電流連續范圍內，軸輸出電壓值波動范圍將保持在±5%以內。當主電感進入不連續模式時（電感電流低于最小電流值），反饋環將明顯減小T。以保持主輸出電壓恒定。不過，輔輸出電壓也將下降。
另外，輔輸出在其輸出電流范圍內也不允許進入不連續模式。根據式同樣可以計算出輔輸出電感值。顯然，所允許的最小電流值越大，所需電感值越小。
提示：這種問題同樣可以通過耦合電感來解決。

推挽電源適配器是最傳統的拓撲結構之一，但設計中依然經常用到。這種拓撲能夠實現多路輸出，且輸出端與輸入端以及輸出端與輸出端之間可以實現直流隔離。輸出電壓既可以高于輸入電壓，也可以低于輸入電壓。當輸入電壓和負載波動時主輸出電壓可以得到很好的調節。輔輸出電壓在輸入電壓變化時都能保持較高的調整率，當負載發生變化時，只要輔輸出電感電流不進入不連續模式，輔輸出電壓調整率也能控制在5%以內。

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| 發布時間：2019.01.15    來源：電源適配器廠家
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