占空比控制推挽變換器

推挽變換器通常不利于開關電源適配器離線應用，因為功率開關元件工作時其集電極承受的電壓至少是電源適配器電壓的兩倍。還有，由于變壓器原邊有中間抽頭，每半個周期中只有一半繞組工作，故主變壓器原邊的利用率不如半橋或全橋變換器好。

可是在低輸入電壓時，推挽技術也有優于半橋或全橋的地方，如在任何時刻都只有個開關元件與電源適配器和原邊繞組串聯。整個電源適配器電壓加在工作的半個繞組上，對于相同的輸出功率，開關損耗較低。

工作原理

典型的低壓DC-DC推挽變換器的功率部分示于圖中。工作過程如下。

兩個功率開關管Q1和Q2在驅動電路控制下，每半個周期輪流導通。Q1導通時，原邊電壓加在原邊一半繞組P1a的兩端。在該條件下，所有繞組的起始端將為正，由于Q1的導通和變壓器的作用，Q2的集電極將承受兩倍的電源適配器電壓。副邊繞組S1a的起始端也將為正，有電流在副邊繞組、輸出整流器D6和電感L1中流通。

原邊電流包括折算的負載電流加上少量的由原邊電感引起的磁化電流。在導通期間，原邊電流會隨著原邊電感和副邊濾波器扼流圈L1中磁化成分的增加而增大，導通期間結束時（由控制電路控制），Q1關斷。

儲存在原邊電感和漏感中的能量使Q的集電極電壓將快速變正，由于變壓器的作用，Q2集電極電壓將變負。當Q2上的電壓低于零伏時，能量恢復二極管D2導通，將部分反激能量回送電源適配器。同時，輸出整流二極管D導通，將部分反激能量送到輸出電路（取決于原邊和副邊漏感的大小和分布）。

使用“占空比控制”，接著有一個體止期間，該期間兩個開關元件都關斷。在該期間輸出扼流圈L1將維持整流器二極管D2和D、輸出負載和電容器C1中的電流流通。該電流經副邊繞組的中間抽頭和兩個整流二極管形成回路。如果L中電流幅值超過折算的磁化電流（通常情況），則兩個輸出整流器的導通時間在整個休止期間幾乎相等，且有相同的正向壓降，因此副邊繞組兩端的節點電壓為零（副邊繞組兩端整流器的正向電壓相等但方向相反）。相應地，休止期間磁心中的磁通密度將不變化，即在Q1和Q2關斷時，磁心將不會恢復到零。這是這種電路的一個重要性質，因為它可以充分利用B／H特性。

控制電路控制的休止期間之后，晶體管Q2導通，Q2將重復先前的過程，完成一個工作周期。

對于連續導通方式，負載電流不允許降到低于臨界值，L在所有時間都有電流流過，輸出電壓由原邊電壓、占空比、匝比及下式決定：

式中，Vout=輸出電壓，直流；

Vcc=電源適配器電壓，直流；

Ns=副邊匝數；

Np=原邊匝數；

ton=導通時間，Q1或Q2；

toff=關斷時間（Q1和Q2關斷）。

控制電路將調節占空比ton／（ton+toff），以維持輸出電壓恒定。

在正常負載條件下，負載電流大于副邊的磁化電流，其原邊和副邊波形表示在圖中。對于穩態條件，在正負象限之間有磁通密度平衡偏移，如圖所示

若負載電流小于折算的磁化電流，在關斷期間能量恢復二極管將繼續導通較長的一段時間，電流和電壓波形示于圖中，應該注意到在導通期間開始時，有一小段時間集電極電流是反向。

對于這種工作條件有一個問題，當Q1導通時，如果恢復電流仍在D1中流通，則Q1集電極電壓為負，基極驅動電流將從基一射結向基一集結轉移，該驅動電流將與Q1的正常集電極電流方向相反。雖然這不會使晶體管本身損壞，但卻對相應的驅動系統有影響，因為這對相應的驅動變壓器來說是錯誤的方向，從而在這種條件下，沒有來自于驅動變壓器原邊的正反饋。

根據圖中所示的驅動變壓器的位置，實際上從驅動變壓器出來的是負反饋。因此“驅動和隔離電路”的功率必須更大并保持有效的驅動條件直到Q1中建立正確的正向電流。在全導通角方波變換器中，對輕載條件也必須考慮該影響。在某些條件下，這種工作方式需要增加額外的驅動元件。

緩沖元件

為有助于Q1和Q2的關斷作用，設計了緩沖元件R1、R1、C3和C1，在關斷邊沿，維持在集電極的感應電流轉移到緩沖元件R1和C3，減少了晶體管集電極上的電壓變化率使Q1和Q2在較低應力的條件下關斷。電阻R1的選擇是用于在最小導通期間為電容器C恢復工作點。緩沖器的作用的說明。