選擇功率晶體管

應選擇在最大原邊電流時具有好的增益和飽和特性的功率開關晶體管。該電流由以下方法計算。

在最小充電器輸入時，Vcc=22V（假設原邊和副邊效率為75%），則輸入功率是

現在可以計算集電極電流Ic。

在90V輸入時，導通時間是最大值50%，因此導通期間的原邊電流平均值是允許20%的紋波電流（這是臨界輸出電感電流為滿載的10%的情況，如圖所示），則最大值是1.32A。

實際上，通常選擇的晶體管電流額定值至少是該值的兩倍，以確保晶體管有合適的電流增益和開關效率。應該記住，在瞬態條件下，由于流過各輸出電感的電流超調，所以該電流將會大于1.3A。再有，要考慮原邊磁化電流，并且晶體管在滿載和有瞬態電流條件下不能飽和。

晶體管電壓額定值

在關斷瞬間，集電極的反激電壓至少是最大手機充電器電壓的兩倍，并且由于有漏感，通常都會超過該最大值。因此在最大充電器輸入和零負載時，V的最大值是

因此

允許在整流器和變壓器上有5V的損耗，所有直流電壓Vcc是362V。

反激電壓是該值的兩倍，加上附加的感應過電壓（10%）。因此

如有正確的驅動波形和緩沖電路，在達到該高壓條件之前集電極電流就已經降到了零，因此可以選擇最小Vcex額定值為760V的晶體管。

為了防止副邊擊穿，設計者必須保證達到集電極電壓額定值Vcex前集電極電流已經達到零。這可以通過合適的緩沖電路來實現。

掃描儀電源適配器最后設計注意事項

為完成設計，關于輸入濾波器。整流器和儲存電容的設計。

如果使用簡單的原邊過負載保護，由于單個輸出可能過載，則需要所有的輔助輸出端能夠在裝置無損害時輸出所有的VA值。對于多輸出系統，如果每個輸出充電器有各自的限流，則可以得到更加滿意的保護效果。關于合適的限流變壓器。

在正激變換器中，輸出電容器與用于反激變換器中的相比可以相對的小，因為該電容的選擇主要是要滿足輸出紋電壓面不是輸出紋波電流的需要。可是，如果串聯電感非常小（快速響應系統），則紋波電流的要求仍然是選擇電容器的主要標準。在有大的瞬間負載出現的場合，負載突然移去時的電壓超調量可能是選擇標準。注意當負載突然降到零，儲存在輸出電感器的能量（（1／2）LI2）集中轉移到輸出電容器，這會引起電壓超調。

變壓器飽和

對于以上的變壓器設計，變壓器在瞬態條件下可能飽和，除非在控制電路的設計中對其進行防預。例如，考慮在高輸入電壓和負載電流非常小的條件下，負載突然增加通常使驅動電路產生最大脈寬。這種情況可能持續數個周期，直到輸出電感器中的電流上升到要求值。在這些條件下，變壓器在所選擇的磁通密度水平上將飽和。為防止這種情況，要使用較低的磁通水平。但這不是在此推薦的方法，因為這種方法會增加原邊匝數，并降低變壓器效率。

本例中，已經假設驅動電路具有“脈沖并脈沖”的原邊限流，它可以檢測到突然出現的變壓器飽和，并限制驅動脈沖寬度的進一步增加，這樣會產生最大的響應時間，防止由變壓器飽和引起的失敗。

小結

上文已經討論了單端正激變換器的主要參數，并檢查了實際的變壓器設計。

雖然變壓器中的峰值電流通常低于反激情況，但額外的原邊匝數的需求使變壓器的效率并沒有得到改善。

由于輸出整流器和電容器中的紋波電流減小了許多，這使得正激技術比反激技術更適合于低電壓、大電流的應用。元件尺寸的減小基本上被增加的輸出電感器和整流二極管所抵消。

所有的輔助輸出和主輸出都存在臨界最小負載的情況。工作電流低于該臨界值導致電感器工作不連續，使得電壓調節失效，特別是對于輔助輸出更是如此。在開環情況下，如果不提供假負載或其他鉗位作用，輸出電壓可能會超過標稱值的1到2倍。這些要求在應用中和這種變換器的設計中必須考慮。

線性調節器用于低電流輸出時，多余的電壓降在串聯調節器兩端，且輕載時其消耗很小，所以性能較差的電壓調節在輕載時通常不是問題。但是調節器的額定電壓可能會成為一個限制因素。